Если вы являетесь владельцем или руководителем ГКУ УПТ, вы можете добавить или отредактировать контактную информацию. Также, вы можете подключить сервис «Мой бизнес» для управления этой страницей.
Виды деятельности ОКВЭД-2
| 84.13 | Регулирование и содействие эффективному ведению экономической деятельности предприятий ? |
| 43.12 | Подготовка строительной площадки |
| 43.11 | Разборка и снос зданий |
| 43.12.3 | Производство земляных работ |
| 68.31.5 | Предоставление посреднических услуг при оценке недвижимого имущества за вознаграждение или на договорной основе |
| 42.11 | Строительство автомобильных дорог и автомагистралей |
| 42.99 | Строительство прочих инженерных сооружений, не включенных в другие группировки |
| 71.11.1 | Деятельность в области архитектуры, связанная с созданием архитектурного объекта |
| 41.20 | Строительство жилых и нежилых зданий |
| 70.22 | Консультирование по вопросам коммерческой деятельности и управления |
Финансовая отчетность ГКУ УПТ
Нет сведений о финансовой (бухгалтерской) отчетности ГКУ УПТ ?
УПТ-250М — Многопильный станок с фрезерно-брусующим узлом
Руководитель
Учредитель ГКУ УПТ
Связи
Руководитель ГКУ УПТ также является руководителем или учредителем 19 других организаций
| 1. | МУП «ЖИЛСЕРВИС» АВИАСТРОИТЕЛЬНОГО РАЙОНА» 420036, республика Татарстан, г. Казань, ул. Лядова, д. 15, к.а Руководитель — Нагимов Рустем Мударисович |
| 2. | ОАО «ВТОРОЙ ТЕПЛОИСТОЧНИК Г.НАБЕРЕЖНЫЕ ЧЕЛНЫ » 423821, республика Татарстан, г. Набережные Челны, б-р Цветочный, д. 17, к.г Производство общестроительных работ по строительству тепловых и прочих электростанций Руководитель — Нагимов Рустем Мударисович |
| 3. | ОАО «УКС» 423824, республика Татарстан, г. Набережные Челны, б-р им. Павла Корчагина, д. 2А Архитектурная деятельность Руководитель — Нагимов Рустем Мударисович |
| 4. | МУП «ЖИЛСЕРВИС П.ДЕРБЫШКИ» 420075, республика Татарстан, г. Казань, ул. Правды (Дербышки) , д. 6 Руководитель — Нагимов Рустем Мударисович |
| 5. | ДООО КЖКХ ОАО «ТЭС» 423575, республика Татарстан, г. Нижнекамск, пр-т Строителей, д. 8А Руководитель — Нагимов Рустем Мударисович |
Не найдено ни одной связи по учредителю
ГКУ УПТ не является управляющей организацией
ГКУ УПТ не является учредителем других организаций
Сообщения на Федресурсе
Нет сообщений о банкротстве
Организация ГКУ УПТ не опубликовала и не является участником ни одного сообщения на Федресурсе
Госзакупки
Согласно данным Федерального казначейства, ГКУ УПТ является участником системы государственных закупок
БАРОМЕТР 4. Зеленые стандарты в строительстве.
| 94-ФЗ | 68 | 121 млн руб. |
| 44-ФЗ | 144 | 1,5 млрд руб. |
| 223-ФЗ | — | — |
| 94-ФЗ | — | — |
| 44-ФЗ | — | — |
| 223-ФЗ | — | — |
Проверки ГКУ УПТ
ФГИС «Единый Реестр Проверок» Генеральной Прокуратуры РФ не содержит сведений о проверках в отношении организации ГКУ УПТ
Исполнительные производства
Нет сведений об открытых в отношении ГКУ УПТ исполнительных производствах
Налоги и сборы
Нет сведений об уплаченных за прошлый отчетный период налогах и сборах
Нет сведений о задолженностях по пеням и штрафам
История изменений
Государственное учреждение — Главное Управление Пенсионного фонда РФ №10 Управление №3 по г. Москве и Московской области муниципальный район Пресненское, Арбат г.Москвы
Филиал №18 Государственного учреждения — Московского регионального отделения Фонда социального страхования Российской Федерации
Согласно данным ЕГРЮЛ, организация ГКУ УПТ — или ГОСУДАРСТВЕННОЕ КАЗЕННОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ГОРОДА МОСКВЫ «УПРАВЛЕНИЕ ПОДГОТОВКИ ТЕРРИТОРИЙ» — зарегистрирована 2 июня 2010 года по адресу 125009, г. Москва, пер. Никитский, д. 5, стр. 6. Налоговый орган — межрайонная инспекция Федеральной налоговой службы №46 по г. Москве.
Реквизиты юридического лица — ОГРН 1107746451394, ИНН 7703722154, КПП 770301001. Регистрационный номер в ПФР — 087103106464, регистрационный номер в ФСС — 773602899877181. Организационно-правовой формой является «Государственные казенные учреждения субъектов Российской Федерации», а формой собственности — «Собственность субъектов Российской Федерации».
Основным видом деятельности организации ГКУ УПТ является «Регулирование и содействие эффективному ведению экономической деятельности предприятий». Организация также зарегистрирована в таких категориях ОКВЭД как «Строительство автомобильных дорог и автомагистралей», «Деятельность в области архитектуры, связанная с созданием архитектурного объекта», «Предоставление посреднических услуг при оценке недвижимого имущества за вознаграждение или на договорной основе», «Строительство жилых и нежилых зданий», «Подготовка строительной площадки» и других.
Руководитель — Нагимов Рустем Мударисович.
На 16 октября 2022 года юридическое лицо является действующим.
Смотрите также
Прочие фирмы и организации
| ООО «СОЮЗ» Торговля розничная алкогольными напитками, кроме пива, в специализированных магазинах п. Мичуринский |
| ООО АРПИ СОЮЗ ПЕЧАТИ Деятельность почтовой связи общего пользования г. Рязань |
| ООО «ЧИСТАЯ ЛИНИЯ» Производство штукатурных работ г. Воронеж |
| ООО «ТЕХКАРЬЕР» Торговля оптовая лесоматериалами, строительными материалами и санитарно-техническим оборудованием г. Благовещенск |
| ПК «ПРОМТОВАРЫ» Торговля розничная прочая в неспециализированных магазинах г. Грязовец |
Подключив сервис «Мой бизнес» вы сможете добавить логотип и описание вашей компании, редактировать контактную информацию, отключить рекламу, загрузить фото и многое другое
Краткий отчет по организации в формате PDF успешно подготовлен
Соединение с официальным сайтом ФНС и подготовка ссылки на выписку из ЕГРЮЛ в формате PDF.
Источник: checko.ru
Усилители постоянного тока
Часто при проведении измерений в электронных устройствах автоматики необходимо усиливать сигналы очень низких частот — порядка долей герц. Для этого требуются усилители, имеющие равномерную амплитудно-частотную характеристику до самых низких частот. Такие, усилители называют усилителями постоянного тока (УПТ).
В многокаскадных УПТ для связи между каскадами не могут быть использованы реактивные элементы связи (конденсаторы, трансформаторы), поэтому для этой цепи, как правило, служат резисторы. На рис. 6.8 приведены для сравнения частотные характеристики УПТ (кривая 1) и усилителя с резистивно-емкостной связью (кривая 2). В области низких и средних частот амплитудно-частотная характеристика УПТ равномерна. В области высоких частот в УПТ фазовые сдвиги и частотные искажения появляются на частотах, на которых начинают сказываться паразитные емкости усилительных каскадов, так же как и в усилителях с резистивно-емкостной связью.
В усилителях постоянного тока возникают специфические трудности, связанные с отделением полезного сигнала от постоянных составляющих напряжения и тока, необходимых для работы транзисторов, используемых в усилителях.
Характеристики усилителей постоянного тока должны отвечать ряду требований:
1) в отсутствие входного сигнала должен отсутствовать выходной сигнал;
2) при изменении знака входного сигнала должен изменять знак и выходной сигнал;
3) напряжение на нагрузочном устройстве должно быть пропорционально входному напряжению.
Второе и третье требования в УПТ, так же как и в других усилителях, выполняются при работе усилителя в режиме А. Для выполнения первого условия необходимо отделить полезный выходной сигнал от постоянных составляющих тока и напряжения транзистора.
В усилителях постоянного тока отделение постоянных составляющих напряжения, как правило, производится компенсационным методом. Такие усилители можно условно подразделять на усилители с одним и с двумя источниками питания.
УПТ с одним источником питания. Простейшая схема УПТ с одним источником питания приведена на рис. 6.9 (а). На рис. 6.9 (б) показаны временные диаграммы его работы.
Простейший УПТ с одним источником питания (рис. 6.9 (а) состоит из обычного усилительного каскада на биполярном транзисторе по схеме ОЭ с температурной стабилизацией (на рисунке он выделен штриховыми линиями). У этого усилительного каскада отсутствует конденсатор в цепи эмиттера, что приводит к снижению коэффициента усиления из-за возникновения отрицательной обратной связи, но обеспечивает большую полосу пропускания.
В рассматриваемом УПТ (рис. 6.9 (а) нагрузочный резистор включен между коллектором транзистора и средней точкой делителя R3R4, а входное напряжение приложено между базой транзистора и средней точкой делителя R1R2. Потенциалы средних точек делителей таковы, что в отсутствие входного напряжения (Uвх=0) jб=j1 и jк=j2, вследствие чего отсутствует как ток во входной цепи, так и ток в нагрузочном резисторе (Iн=0). Для точной подстройки режима в выходной цепи имеется переменный резистор R5.
При подаче входного сигнала появляется ток во входной цепи, изменяются базовый и коллекторный токи транзистора, что приводит к изменению напряжения на коллекторе транзистора и появлению тока Iн. Потенциальная диаграмма усилителя (рис.
6.9, б) показывает, что в отсутствие входного напряжения (0 £ t £ t1) выходное напряжение Uвых=0; в интервале t12 при Uвх выходное напряжение Uвых>0, а в интервале t>t2 Uвх>0 и Uвых
Схемы усилителей с одним источником питания обладают рядом недостатков.
Во-первых, в них нагрузочные резисторы включаются между электродом транзистора и средней точкой делителя и не могут быть соединены с общей точкой усилителя (корпусом), имеющей нулевой потенциал. Такое соединение с общей точкой необходимо в сложных электронных устройствах со многими усилительными каскадами. Во-вторых, источник входного напряжения (рис. 6.9, а) тоже не соединен с общей точкой усилителя.
УПТ с двумя источниками питания. От указанных недостатков свободны усилители с двумя источниками питания. На рис. 6.12 (а) приведена схема такого однокаскадного усилителя. В нем применены два источника питания +Е1 и -Е2, которые создают положительное и отрицательное напряжения относительно общей точки, имеющей нулевой потенциал (на схеме обозначена ^).
Усилитель рассчитывают таким образом, что в отсутствие входного сигнала (Uвх=0) потенциал базы транзистора jб=0 и потенциал эмиттера jэ»-0,5В. Потенциалы других точек схемы (относительно общей точки) зависят от напряжений источников питания и показаны для E1=20В и Е2=10В. К делителю R3R4 в отсутствие входного сигнала приложено напряжение UR3+UR4=jк — (-Е2)= jк+Е2; при этом потенциал средней точки делителя должен быть равен нулю, так как в этом режиме выходное напряжение должно отсутствовать. Тогда падения напряжения на плечах делителя соответственно равны UR3=jк и UR4=E2. Чтобы ток делителя не нарушал режима работы транзистора, его обычно выбирают значительно меньше тока коллектора:
Сопротивления резисторов делителя могут быть определены из соотношений
| (6.30) |
| (6.31) |
При подаче входного напряжения Uвх (на диаграмме положительное) возрастает ток базы транзистора, что приводит к увеличению его коллекторного тока. При этом увеличивается падение напряжения на резисторе R1 и снижается потенциал коллектора jк. Снижение потенциала «верхнего» вывода делителя R3R4 приводит к снижению потенциала средней точки и появлению отрицательного выходного напряжения. Таким образом, делитель, включенный на выходе усилительного каскада, компенсирует постоянную составляющую коллекторного напряжения и передает с некоторым уменьшением усиленное напряжение с коллектора транзистора на выход усилителя.
Коэффициент усиления такого усилительного каскада при R3>>R1 и R4>>R1, когда шунтирующее действие делителя можно не учитывать, определяется выражением
где Ко — коэффициент усиления усилителя с коллекторной нагрузкой без делителя, a R4/(R3+R4) — множитель, учитывающий снижение коэффициента усиления за счет включения делителя.
Снижение коэффициента усиления незначительно лишь при R4>>R3, что обеспечивается при высоком напряжении источника питания Е2. На практике обычно E2=(0,5¸1)E1 и применение делителя снижает коэффициент усиления усилителя в 1,5¸2 раза.
Рассмотренная схема допускает непосредственное соединение каскадов усилителей. При этом, так как входное и выходное напряжения имеют общую точку с нулевым потенциалом, выход первого каскада подключается непосредственно ко входу второго, выход второго каскада к третьему и т. д. до получения необходимого коэффициента усиления.
Дрейф в УПТ. Усилители постоянного тока имеют специфический недостаток, затрудняющий усиление очень малых постоянных напряжений и токов. В УПТ существует так называемый дрейф нуля, который определяет нижний предел усиливаемых напряжений. Дрейф нуля заключается в том, что с течением времени изменяются токи транзисторов и напряжения на их электродах.
При этом нарушается компенсация постоянной составляющей напряжения и на выходе усилителя появляется напряжение в отсутствие входного сигнала. Поскольку УПТ должен усиливать напряжения вплоть до самых низких частот, всякое изменение постоянных составляющих напряжения Uко, Uбо из-за нестабильности источников питания, старения транзисторов, изменения температуры окружающей среды и т. д. принципиально не отличается от полезного сигнала.
Как видно из рис. 6.14, выходное напряжение состоит как бы из двух составляющих: монотонно изменяющегося напряжения (показано штриховой линией) и переменной составляющей. Первое называется медленным дрейфом и обусловлено в основном изменением характеристик транзисторов, второе называется быстрым дрейфом и определяется колебаниями напряжений источников питания, температуры окружающей среды и другими внешними факторами.
В транзисторных усилителях главной причиной дрейфа является температурная нестабильность транзисторов.
Для борьбы с дрейфом нуля принимают целый ряд мер:
1) стабилизацию напряжения источников питания, стабилизацию температурного режима и тренировку транзисторов;
2) использование дифференциальных (балансных) схем УПТ;
3) преобразование усиливаемого напряжения.
Рассмотрим, как осуществляется и насколько позволяет снизить дрейф каждая из указанных мер.
Дифференциальный УПТ. Кроме стабилизации питающих напряжений для борьбы с дрейфом УПТ принимают специальные схемы усилителей, так называемые дифференциальные (балансные УПТ). Они построены по принципу четырехплечего моста (рис. 6.15).
Действительно, если мост сбалансирован, т. е.
то при изменении Ек баланс не нарушается и в нагрузочном резисторе Rн ток равен нулю. С другой стороны, при пропорциональном изменении сопротивлений резисторов R1, R2 или R3, R4 баланс моста тоже не нарушается. Если заменить резисторы R2, R3 транзисторами, то получим дифференциальную схему, очень часто применяемую в УПТ.
В дифференциальном усилителе (рис. 6.16 (а)) сопротивления резисторов R2, R3 в коллекторных цепях транзисторов выбирают равными, режимы обоих транзисторов устанавливают одинаковыми. В таких усилителях подбирают пары транзисторов со строго идентичными характеристиками.
На стабильность электрических режимов существенное влияние оказывает сопротивление резистора R1, который стабилизирует ток транзисторов (рис. 6.16(а)). Чтобы можно было использовать резистор с большим сопротивлением R1, увеличивают напряжение источника питания Ек до значения Е2»Е1, а в интегральных микросхемах часто вместо резистора R1 применяют стабилизатор постоянного тока, который выполняют на 2—4 транзисторах.
Переменный резистор Rп (рис. 6.16 (а)) служит для балансировки каскада или, как говорят, для установки нуля. Это необходимо в связи с тем, что не удается подобрать два абсолютно идентичных транзистора и резисторы с равными сопротивлениями R2, R3. При изменении положения движка потенциометра Rп изменяются сопротивления резисторов, включенных в коллекторные цепи транзисторов, и, следовательно, потенциалы на коллекторах. Перемещением движка потенциометра Rп добиваются нулевого тока в нагрузочном резисторе Rн в отсутствие входного сигнала.
При изменении э. д. с. источника коллекторного питания E1 или смещения Е2 изменяются токи обоих транзисторов и потенциалы их коллекторов. Если транзисторы идентичны и сопротивления резисторов R2, R3 в точности равны, то тока в резисторе Rн за счет изменения э. д. с. E1, E2 не будет. Если транзисторы не совсем идентичны, то появится ток в нагрузочном резисторе, однако он будет значительно меньше, чем в обычном, небалансном УПТ.
Аналогично изменения характеристик транзисторов вследствие изменения температуры окружающей среды практически не будут вызывать тока в нагрузочном резисторе.
В то же время при подаче входного напряжения на базу транзистора T1 изменятся его коллекторный ток и напряжение на его коллекторе, что вызовет появление напряжения на нагрузочном резисторе Rн.
При тщательном подборе транзисторов и резисторов, при стабилизации напряжений источников питания дрейф удается снизить до 1—20 мкВ/°С или при работе в температурном диапазоне от -50 до +50°С составит 0,1—2 мВ, т. е. в сравнении с небалансным УПТ он может быть уменьшен в 20—100 раз.
На рис.6.16 (б) приведена схема несимметричного дифференциального усилителя, в котором коллекторный резистор включен только в коллекторную цепь транзистора Т2. Такой усилительный каскад обладает несколько большим дрейфом и применяется только в тех случаях, когда необходимо получить выходное напряжение относительно общего зажима.
Источник: studopedia.ru
Описание технологий и видов подземного и капитального ремонта скважин
Основные виды ремонтных работ представлены на рисунке 3.1.
Рис. 3.1
ПРС называют комплекс работ, включающих частичную или полную замену подземного оборудования, очистку забоя скважины, а также проведения геолого — технических мероприятий и аварийных работ.
Различают 2 вида ПРС — текущий и капитальный. К текущему ремонту относят планово — предупредительные мероприятия и внеплановые ремонты.
Основные виды текущего ремонта:
— Смена насосов и деталей
— Ликвидация обрыва и отворота штанг
— Смена НКТ и штанг
— Чистка забоя скважин
— Спуск — подъем ЭЦН
— Обработка призабойной зоны реагентами
— Очистка труб и штанг от парафина
Капитальным ремонтом скважин (КРС) называется комплекс работ, связанных с восстановлением работоспособности обсадных колонн, цементного кольца, призабойной зоны, ликвидацией аварий, спуском и подъемом оборудования при раздельной эксплуатации и закачке.
К КРС относятся следующие виды работ:
1. Исправление смятых участков эксплуатационных колонн.
2. Ремонтно-изоляционные работы.
3. Устранение негерметичности обсадной колонны.
4. Крепление слабосцементированных пород в ПЗП.
5. Устранение аварий, допущенных в процессе эксплуатации скважин.
6. Перевод на другие горизонты и приобщение пластов.
7. Перевод скважин на использование по другому назначению.
8. Зарезка новых стволов.
9. Работы по интенсификации добычи нефти.
10. Кислотные обработки.
11. Гидроразрыв пластов.
12. Консервация и расконсервация скважин.
13. Ликвидация скважин.
14. Ловильные работы. Виды ловильных работ. Инструмент для ловли НКТ. Извлечение труб, смятых и сломанных в результате падения.
До начала ремонта скважины проводят подготовительные работы с целью обеспечения бесперебойной работы бригады ПРС. К ним относятся
— Подготовка подъездных путей
— Проверка состояния грузоподъемного механизма
— Завоз на скважину инструмента и оборудования
— Установка грузоподъемного механизма
Агрегаты капитального и подземного ремонта предназначенные для проведения СПО и др. при проведении текущего и капитального ремонта скважин включают следующие основные узлы и механизмы:
— транспортная база или шасси
— вышка 2 секционная, телескопическая, кроме агрегата К703 (1 секция)
— талевая система — кронблок, талевый блок, крюкоблок, талевый канат, приспособление крепления мертвого конца каната.
— Трансмиссия или кинематическая схема для передачи мощности от двигателя на барабан лебедки
— Гидросистема для подъема и опускания мачты, для привода АПР, для опускания задних опор вышки.
— Пневмосистема для включения и вкл лебедки, пневмотормоза лебедки, для срабатывания противозатаскивателя, управления клиньями верхней секции вышки, для включения гидронасоса.
— Электрооборудование напр 12-24 V
— Задник опоры вышки (домкраты)
Технические характеристики основных агрегатов применяемых при ПРС приведены в таблице 3.1.
Таблица 3.1. Технические характеристики основных агрегатов
Расст от опоры до центра скважины
1040 от торца рамы
Max нагрузка на оттяжку
Агрегат А-50М предназначен для разбуривания цементной пробки в трубах диаметром 5-6 дюймов и связанных с этим процессом операций (спуска и подъема бурильных труб, промывки скважин и т.д.) спуска и подъема насосно-ком-прессорных труб; установки эксплуатационного оборудования на устье скважин; проведения ремонтных работ и работ по ликвидации аварий; проведение буровых работ. Все механизмы агрегата, кроме промывочного насоса, смонтированы на шасси КрАЗ-250. Промывочный насос НБ-125 (9 мгр) смонтирован на двухосном прицепе. В качестве привода навесного оборудования используется ходовой двигатель шасси КрАЗ-250.
Привод навесного оборудования агрегата и насосного блока от тягового двигателя автомобиля через коробку скоростей, раздаточную коробку, коробку отбора мощности и раздаточный редуктор. От раздаточного редуктора вращение передается промывочному насосу и редуктору масляным насосом, питающим гидромотор привода ротора и гидроцилиндры подъема вышки.
На вышке размещены подвески ключа и бурового рукава, соединенного с промывочным насосом при помощи манифольда. При необходимости к талевому блоку может быть подвешен вертлюг с квадратной штангой. Нагрузка на крюке определяется при помощи индикатора веса, закрепленного на «мертвом» конце талевого каната. Цепные передачи на подъемный вал барабана лебедки включается шинно-пневматическими муфтами.
Агрегат подъемный АПРС-40 предназначен для производства спуско-подъемных операций при ремонте скважин, не оборудованных вышечными сооружениями, для производства тартальных работ, для чистки песчаных пробок желонкой и для возбуждения скважин поршневанием (свабированием). Кроме того с его помощью промывочным агрегатом и ротором с индивидуальным приводом можно проводить промывку скважин и разбуривание песчаных пробок.
Агрегат является самоходной нефтепромысловой машиной, смонтированной на шасси трехосного автомобиля высокой проходимости «Урал-4320» или «КрАЗ-260» и состоит из однобарабанной лебедки и двухсекционной телескопической вышки с талевой системой.
Вышка агрегата имеет повышенную прочность, изготовляется из низколегированной морозостойкой стали.
АзИНмаш37 предназначены для спуско-подъемных операций с укладкой труб и штанг на мостки при текущем и капитальном ремонте нефтяных и газовых скважин, не оборудованных вышечными сооружениями.
Подъемные установки этого типа подразделяются на АзИНмаш-37А, АзИНмаш-37А1, АзИНмаш37БЮ, смонтированные на базе автомобилей повышенной проходимости КрАЗ-255Б и КрАЗ-260.
Подъемные установки АзИНмаш-37А и АзИНмаш-37А1 комплектуются автоматами АПР для свинчивания и развинчивания насосно-компрессорных труб и автоматическим ключами типа КШЭ с электроприводом для свинчивания насосных штанг.
Подъемные установки оснащены ограничителем подъема крюкоблока, системой звуковой и световой сигнализации установки вышки, контрольно-измерительными приборами работы двигателя и пневмосистемы, а также другими системами блокировки, обеспечивающими безопасность ведения работ при монтаже установки вблизи скважины и спуско-подъемных операциях.
Управление всеми механизмами установки при спуск-подъемных операциях осуществляется из трехместной отапливаемой кабины оператора, расположенной между лебедкой и кабиной автомобиля. Управление установкой вышки в рабочее и транспортное положения осуществляется дистанционно — с ручного выносного пульта.
Подъемная установка АзИНмаш-37Б в отличие и АзИНмаш-37А1 оснащена спайдером СГ-32 и манипулятором МТ- 3 с гидравлическим дистанционным управлением для свинчивания и развинчивания НКТ.
Установки АзИНмаш-37А1 и АзИНмаш-37Б смонтированы на шасси автомобиля КрАЗ-260 с относительно повышенной грузоподъемностью и мощностью двигателя и обладают высокими скоростями подъема крюка.
Питание системы освещения — от электрооборудования автомобиля.
Лебедка с приводом от двигателя автомобиля оснащена однодисковой фрикционной муфтой.
Подъемные установки типа УПТ. К данным подъемным установкам относятся УПТ-32, УПТ1-50, УПТ1-50Б, предназначенные для спуско-подъемных операций в процессе текущего и капитального ремонта нефтяных и газовых скважин. Установки самоходные: смонтированы на гусеничных тракторах.
Состоят из следующих основных узлов: однобарабанной лебедки, установленной на специальном основании под оборудование, вышки с талевой системой, задней и передней опор вышки, кабины водителя. В отличие от УПТ-32 установки УПТ-50 и УПТ1-50Б снабжены узлом привода ротора, а также укомплектованы гидрораскрепителем.
Привод лебедки и других механизмов УПТ-32 — от двигателя трактора; подъем вышки и механизма для свинчивания-развинчивания труб — гидравлический; включение фрикционных муфт — пневматическое.
Привод исполнительных узлов и механизмов УПТ1-50 и УПТ1-50Б — от двигателя трактора; лебедки и ротора — через трансмиссию; подъем вышки, привод гидроскрепителя и механизма для свинчивания-развинчивания труб — гидравлические; включение фрикционных муфт — пневматическое.
Источник: studbooks.net
Усилители постоянного тока: принцип работы и устройство
Усилители постоянного тока: принцип работы и устройство
Усилитель называют усилителем постоянного тока (УПТ), если он может усиливать постоянные и медленно изменяющиеся сигналы. Такой усилитель может использоваться и для усиления переменных сигналов.
Выше рассмотрены операционные усилители, являющиеся усилителями постоянного тока. Но внутреннее устройство операционных усилителей не рассматривалось.
Васильев Дмитрий Петрович
Профессор электротехники СПбГПУ
Для того чтобы постоянные или медленно изменяющиеся сигналы могли быть переданы с входа усилителя на его выход, должны использоваться только гальванические связи между отдельными частями усилителя или эти сигналы должны быть преобразованы в переменные.
Полученные переменные сигналы могут быть усилены с помощью усилителей переменного тока, в которых гальванические связи разорваны с помощью конденсаторов или трансформаторов.
После усиления переменные сигналы должны быть преобразованы в постоянные или медленно изменяющиеся.
При построении УПТ с использованием гальванической связи между каскадами получают УПТ, которому присуще такое вредное явление, как дрейф нуля. Под дрейфом нуля понимают самопроизвольное изменение выходного напряжения при неизменном нулевом входном. Основными причинами дрейфа нуля усилителя являются:
- изменение параметров элементов схемы, прежде всего транзисторов, за счет изменения температуры окружающей среды;
- изменение питающих напряжений;
- постоянное изменение параметров активных и пассивных элементов схемы, вызванное их старением.
Сигнал дрейфа нуля может быть соизмерим с полезным сигналом, поэтому при построении УПТ принимают меры по снижению дрейфа нуля.
Основными мерами снижения дрейфа являются:
- жесткая стабилизация источников питания усилителей;
- использование отрицательных обратных связей;
- применение балансных компенсационных схем УПТ;
- использование элементов с нелинейной зависимостью параметров от температуры для компенсации температурного дрейфа;
- применение УПТ с промежуточным преобразованием и др.
Важным вопросом при построении УПТ является также согласование потенциалов соседних каскадов, согласование источника входного сигнала с УПТ, а также подключение нагрузки к УПТ таким образом, чтобы при нулевом входном напряжении, напряжение на нагрузке было также равно нулю.
Поэтому простейшие УПТ, состоящие из нескольких каскадов, включенных последовательно и соединенных гальванической (непосредственной) связью, даже при условии согласования потенциалов обладают рядом недостатков, главным из которых является дрейф нуля.
Таким образом, для устранения отмеченных выше недостатков УПТ строят в виде параллельно-балансных каскадов, представляющих собой сбалансированный мост, в одно плечо которого включена нагрузка, а в другое — источник питания. Схема такого УПТ приведена на рис. 2.35.
Коллекторные сопротивления RK1 и RK2, транзисторы Т1 и Т2, резистор Rэ образуют мост, к одной диагонали которого подключен источник питания ЕK, а в другую диагональ — между коллекторами транзисторов — включается нагрузка.
Абрамян Евгений Павлович
Доцент кафедры электротехники СПбГПУ
При нулевых входных сигналах и полной симметрии схемы (RK1 = RК2, T1 и Т2 одинаковы) потенциалы коллекторов транзисторов Т1 и Т2 одинаковы и uвых, равное u К1—uК2, равно нулю.
Высокая стабильность схемы объясняется тем, что при изменении напряжения источника питания или при одинаковых изменениях параметров транзисторов (например, за счет температуры) потенциалы обоих коллекторов получают равные приращения и, следовательно, выходное напряжение остается равным нулю.
В реальных схемах всегда имеется некоторая несимметрия плеч и существует некоторый дрейф нуля, хотя он и значительно меньше, чем в других схемах.
Входной сигнал в этой схеме может подаваться либо между базами, либо на одну из баз при фиксированном потенциале другой.
Васильев Дмитрий Петрович
Профессор электротехники СПбГПУ
Представив Rэ в виде двух параллельно соединенных сопротивлений удвоенной величины (см. пунктир на рис. 2.35), можно увидеть, что рассматриваемый УПТ представляет собой два каскада с эмиттерной стабилизацией, объединенных соответствующим образом (см. вертикальные разделительные линии).
Включив последовательно с Rэ дополнительный источник Еэ, можно обеспечить такой начальный режим работы транзисторов, при котором потенциалы входов равны нулю и, следовательно, возможно убрать из схемы сопротивления делителей R1, R2, R3, R4. В результате получится схема дифференциального усилителя.
УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Усилителями постоянного тока (УПТ) называются устройства, предназначенные для усиления медленно изменяющихся сигналов вплоть до нулевой частоты. На рисунке 5.1 приведена АЧХ УПТ.
Рисунок 5.1. АЧХ УПТ
Для осуществления передачи сигналов частот, близких к нулю, в УПТ используется непосредственная (гальваническая) связь между каскадами. Однако такая связь приводит к необходимости решения специфических задач:
◆ согласование потенциальных уровней в соседних каскадах;
◆ уменьшения дрейфа (нестабильности) выходного уровня напряжения или тока.
4.13. Усиление постоянного и переменного напряжения и тока
Усиление постоянного и переменного напряжений и тока может быть получено с помощью нелинейных управляемых элементов и дополнительных источников. Соответственно в усилителе постоянного тока используются дополнительные источники постоянного тока, а в усилителе переменного тока (напряжения) используются дополнительные источники переменного тока (напряжения). Такие усилители можно представить активными четырехполюсниками (рис. 4.77).
В усилителях малым входным приращениям di1 соответствуют большие выходные приращения di2. Если отношение
говорят, что усилитель У является усилителем тока. Или для напряжений: du2/du1 = Ku > 1– коэффициент усиления напряжения.
Произведение коэффициентов Ki и Ku определяют коэффициент усиления мощности:
Если приращения di и du на входе или на выходе медленно изменяются во времени, то речь идет об усилителях постоянного тока или напряжения. Тогда в стационарном состоянии усилителя отношение токов:
Если на вход усилителя подать переменный ток с действующим значением I1, а на выходе снять действующее значение тока I2, то усилитель будет усилителем переменного тока.
Усилительный каскад на транзисторе
Рассмотрим цепь усилительного каскада с общим эмиттером (рис. 4.78)
Рассчитаем усилительный каскад графическим методом по серийным семействам входных и выходных характеристик (рис. 4.79).
Составим уравнения входных и выходных характеристик. Для выходного контура:
Аналогично, для входного контура:
Входные характеристики (рис. 4.79, а) сняты при условии Uкэ = const, а выходные (рис. 4.79, б) – при условии Iб = const.
Уравнения второго закона Кирхгофа для выходной части цепи называют уравнениями рабочей характеристики. Уравнение рабочей характеристики есть уравнение прямой. Построить эту характеристику можно по двум точкам. При токе коллектора, равном нулю (Ik= 0), напряжение Uкэ = Ек, и при напряжении Uкэ = 0 ток коллектора равен:
После построения рабочей характеристики проверяется тепловой режим работы транзистора.
Далее рассчитывается мощность, которую транзистор может рассеять (рис. 4.79, б прерывистая линия):
Эта прерывистая линия, линия допустимой мощности, не должна пересекать рабочую характеристику.
Рассчитаем режим усиления постоянного тока. Если напряжение U1 = 0, то ток Iб = 0 и напряжение Uбэ = 0.
Подадим на вход напряжение U1 > 0. Появится ток базы, и на семействе выходных характеристик ток коллектора и напряжение Uкэ. Для получения необходимого коэффициента усиления потенциал базы предварительно смещают, например, на напряжение U1 (рис. 4.79, а). При этом, чем круче кривая входной характеристики, тем больше коэффициент усиления.
Рассмотрим режим усиления переменного тока. Подадим на вход напряжение:
Точки пересечения берем по крайней входной характеристике. На семействе выходных характеристик найдём точки пересечения отмеченных точек входных характеристик по току базы. Спроектируем входное напряжение uвх(t) = u1(t) на семейство выходных характеристик. Получим выходное напряжение uвых(t) = u2(t).
По отношению амплитуд можно определить коэффициент усиления:
Рассмотренные режимы работы транзистора являются составляющими режима класса А (режим прямого усиления). Ещё существуют режимы работы В и С. Это такие режимы, когда используется отрицательная область Uбэ.
Реализация логических функций усилительным каскадом на транзисторе
| Таблица 4.1 | |
| Uвх | Uвых |
| 0 | 1 |
| 1 | 0 |
Рассмотрим основные логические функции. Первая из них это отрицание «НЕ» (имеет два логических состояния 0 и 1). Электрическая схема (рис. 4.80) реализует логическую операцию «НЕ». Ее электрическая временная диаграмма (рис. 4.81) характеризует основные режимы работы.
Таблица истинности (табл. 4.1) логических состояний понятна и проста.
Вторая логическая операция «И». Рассмотрим ее на примере функции «2-И» (рис. 4.82).
Таблица логических состояний (табл. 4.2) рассматриваемой функции также понятна и проста, а временные диаграммы (рис. 4.83) иллюстрируют возможные состояния сигналов.
| Таблица 4.2 | |||
| Uвх1 | Uвх2 | Uвых | U`вых |
| 0 | 1 | 1 | 0 |
| 1 | 0 | 0 | 0 |
| 0 | 0 | 0 | 0 |
| 1 | 1 | 0 | 1 |
| Таблица 4.3 | |||
| Uвх1 | Uвх2 | U`вых | Uвых |
| 0 | 0 | 1 | 0 |
| 1 | 0 | 0 | 1 |
| 0 | 1 | 0 | 1 |
| 1 | 1 | 0 | 1 |
Следующая простая логическая функция «ИЛИ». Рассмотрим ее на примере функции «2-ИЛИ» (рис. 4.84). Временные диаграммы (рис.4.85) также иллюстрируют возможные состояния сигналов. Видно, что транзисторы теперь включены параллельно, поэтому таблица (табл. 4.3) имеет противоположные состояния по отношению к таблице (табл.
4.2) функции «2-И».
УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
УПТ С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ
Высокое входное сопротивление, малый температурный дрейф (в термостабильной точке), низкий уровень шумов позволяют использовать в схемах усилителей постоянного тока. Наличие термостабильной точки у полевых транзисторов выгодно отличает их от электронных ламп и биполярных транзисторов, используемых в УПТ.
Рис. 1. Простейшие схемы УПТ. а — истоковый повторитель; б — истоковый повторитель с компенсацией дрейфа тока затвора.
В этом параграфе будут рассмотрены простейшие схемы УПТ, а также более сложные балансные каскады на полевых транзисторах.
Полевой транзистор при токе стока, соответствующем точке «нулевого» дрейфа, в схеме простейшего УПТ (рис. 1, а) может иметь очень малый дрейф. Так, при изменении температуры окружающей среды от +10 до +100°C приведенный ко входу дрейф может быть менее 100 мкВ, что соответствует среднему дрейфу 1 мкВ/°С во всем диапазоне температур [2]. Таких результатов можно достигнуть, конечно, при очень тщательной установке, термостабильной точки.
При смене транзисторов без дополнительной подстройки появится дрейф, если новый транзистор не будет иметь точно такое же Uотс, что и прежний.
Достоинство выбора рабочей точки ПТ с нулевым дрейфом по сравнению с другими методами компенсации состоит в том, что используется компенсация встречно направленных явлений внутри одного транзистора.
При большом сопротивлении резистора в цепи затвора R3 появляется дополнительный дрейф, обусловленный током затвора. Этот дрейф можно скомпенсировать с помощью диода и резистивного делителя в схеме, изображенной на рис. 1, б. Здесь обратный ток диода Д1, протекая через резистор R2, создаёт на нём падение напряжения, равное и противоположное напряжению, создаваемому обратным током затвора на резисторе R3. В результате компенсации дрейф может быть снижен до 2 мВ и менее в диапазоне температур от -25 до +100°С.
Рис. 2. Принципиальные схемы балансных усилителей. а — дифференциальный усилитель; б — разностный каскад с генератором тока в нагрузке; в — последовательный балансный каскад.
Для больших значений тока стока Ic, когда режим ПТ далёк от оптимального с точки зрения температурной стабильности, можно получить коэффициент усиления порядка 15-30 при Rвых≈Rc = 10…20 кОм. Коэффициент усиления такого же порядка можно получить и от ПТ с малым напряжением отсечки (т. е. при малых токах стока) в термостабильной точке, однако Rc в этом случае оказывается равным 100-200 кОм, a Rвых=Ri||Rc>50…100 кОм. Столь большие значения Rвых приводят к сужению полосы пропускания усилителя до 10-20 кГц [3].
Для расчета температурного дрейфа усилителей на полевых транзисторах с управляющим p-n переходом можно воспользоваться формулами, приведенными в [5].
Наилучшим способом компенсации дрейфа УПТ с непосредственной связью является использование согласованных пар полевых транзисторов, включенных по схеме дифференциального усилителя (рис. 2, а).
Особенностью балансных усилителей постоянного тока на ПТ является то, что для получения минимального дрейфа приходится использовать режим микротоков. Это в свою очередь обусловливает трудность получения высокого коэффициента усиления и широкой полосы пропускания балансных каскадов.
В [3] показано, что дрейф балансных каскадов можно определить по выражению
где ρ — удельное электрическое сопротивление кремния; Т — абсолютная температура;
Из соотношения (1) видно, что дрейф балансных каскадов зависит от величины Iс и разброса параметра, определяемого выражением
Таким образом, получение приемлемого значения приведённого дрейфа сопряжено со значительными трудностями: необходимостью использования транзисторов в режиме очень малых токов стока Iс и отбором в пары по параметру ξ, не поддающемуся прямому измерению.
Использование ПТ в режиме микротоков приводит к проблеме получения коэффициента усиления больше нескольких единиц при ограниченных номиналах источников питания. Один из возможных путей решения этой проблемы-использование схем по типу рис. 33, б, где биполярный транзистор в режиме генератора тока создает эквивалентное сопротивление в несколько мегаом в цепи стока Т2. По данным [3] такой каскад для полевых транзисторов с Uотс≤2 В и Ic0≤0,5 мА обеспечивает усиление около 30 при Ic≈30 мкА. Среднее значение приведенного ко входу дрейфа составляет 100-200 мкВ/°С.
Разбаланс по сопротивлениям R1 и R2 (рис. 33, б) не играет в этой схеме существенной роли благодаря автоматической установке режима биполярного транзистора Т3.
Коэффициент усиления разностного каскада, изображённого на рис. 33, б, можно определить, используя μ=RiSмакс как основной параметр усиления, потому что полевые транзисторы сохраняют значение μ приблизительно постоянным в широком диапазоне изменения Iс. Тогда усиление разностного каскада можно определить по приближенной формуле [4]
где rк — выходное сопротивление каскада на транзисторе Т3 по схеме с общей базой.
В том случае, когда необходим усилитель постоянного тока с несимметричными входом и выходом, можно использовать последовательно-балансный каскад, принципиальная схема которого изображена на рис. 33, е. Схема отличается простотой и невысокой критичностью к подбору транзисторов в пары. Ток в рабочей точке целесообразно выбирать в пределах 0,1-0,2 мА. Усиление в области низких частот на холостом ходу
При R1=R2=30 кОм (рис. 2, б), Eпит=24 В и использовании полевых транзисторов типа КП103Ж получен коэффициент усиления Ки = 15 при приведённом ко входу дрейфе меньше 150 мкВ/°С.
Рис. 3. Схемы комбинированных балансных усилителей. а — параллельно-балансного; б — последовательно-балансного.
Приведенные на рис. 2 схемы имеют высокое выходное сопротивление (200-500 кОм) и узкую полосу пропускания (10-20 кГц).
Повышение усиления и расширение полосы пропускания может быть достигнуто путем использования комбинации полевых и биполярных транзисторов. У таких комбинированных каскадов (рис. 3) можно получить коэффициент усиления примерно 200 при дрейфе, приведенном ко входу, 50-100 мкВ/°С [4].
Для расширения полосы пропускания и для получения нулевого уровня на выходе усилителя прибегают к усложнению принципиальной схемы УПТ [7].
Отметим, что отбор пар полевых транзисторов облегчается тем, что между Sm, Uотс и Ic0 существует достаточно однозначное соответствие, позволяющее вести отбор по одному, максимум по двум параметрам.
Подробные сведения о подборе одиночных полевых транзисторов в пары для дифференциальных усилителей можно найти в [6], где автор анализирует взаимосвязь параметров отдельных транзисторов, входящих в пару, с температурным дрейфом и смешением нуля пары, предлагает способ подбора, качественно связывающий критерий подбора и заданные величины температурного дрейфа и смещения нуля.
ОСОБЕННОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ В УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ
При необходимости измерения очень слабых сигналов постоянного тока (единиц микровольт) применение усилителей с непосредственной связью невозможно из-за их высокого дрейфа. В этом случае используются усилители с модуляцией и демодуляцией (М-ДМ), которые мало чувствительны к изменениям питающих напряжений и температуры окружающей среды и значительно стабильнее во времени, чем усилители с непосредственными связями. В усилителях М-ДМ сигнал постоянного тока преобразуется с помощью специального устройства (модулятора М) в переменный, затем полученный сигнал усиливается усилителем переменного тока (У), после чего детектируется демодулятором ДМ. После демодулятора обычно включается фильтр нижних частот ФНЧ, на выходе которого выделяется усиленный сигнал постоянного тока, пропорциональный входному (рис. 4).
Рис. 4. Структурная схема усилителя М-ДМ.
Так как усиление на постоянном токе заменяется усилением на переменном токе, то дрейф всего усилителя определяется только изменением нулевого уровня выходного напряжения модулятора.
Следующие свойства полевых транзисторов делают их во многих случаях незаменимыми в модуляторах УПТ с преобразованием:
практическое отсутствие статического напряжения смещения нуля;
малый обратный ток затвора закрытого транзистора, обеспечивающий малый дрейф по току и напряжению; малая мощность управления затвором; большой срок службы.
Рассмотрим причины, ухудшающие качественные показатели усилителей М-ДМ с модуляторами на полевых транзисторах: дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи, используя при этом те же эквивалентные схемы и ключевые параметры ПТ, которые были приведены ранее.
Дрейф нулевого уровня модулятора с ПТ обусловлен изменением обратного тока затвора Iз, который зависит от величины управляющего напряжения на затворе и сопротивление затвор — канал. При малом значении тока Iз и высокой частоте преобразования дрейф нулевого уровня зависит также от изменения тока помехи. Остаточный ток ПТ с p-n переходом зависит от температуры, как уже говорилось выше, по экспоненциальному закону. Практически можно с достаточной степенью точности считать, что ток затвора для кремниевых приборов удваивается на каждые 10-12° С.
Рис. 5. Принципиальные и эквивалентные схемы модуляторов на ПТ. а — параллельного модулятора; б — последовательного модулятора; в — параллельно-последовательного модулятора.
Вследствие наличия сопротивления источника сигнала и сопротивления замкнутого ключа изменение остаточного тока вызывает дрейф нулевого уровня по напряжению. При отсутствии входного сигнала напряжение дрейфа, приведенное ко входу, можно определить по схеме рис. 5, а, из условия, что напряжение на входе преобразователя одинаково при замкнутом и разомкнутом ключе [1]:
Поскольку для полевых транзисторов выполняется условие
где ΔIз — изменение остаточного тока, вызванное нестабильностью управляющего напряжения, изменением емкости затвор — канал и другими причинами.
Таким образом, при использовании ПТ в модуляторах высокочувствительных УПТ необходима компенсация остаточных токов и напряжений. При использовании МОП-транзисторов, у которых значение тока затвора на 2-4 порядка меньше, чем у ПТ с p-n переходом, компенсация остаточного тока обычно не требуется.
Другой причиной, вызывающей дрейф и снижающей чувствительность УПТ, является коммутационная помеха. Помеха возникает на выходе модулятора за счет прохождения управляющего напряжения через ёмкости Сз.с и Сз.и. Эта помеха ограничивает частоту коммутации порядка 500-2000 Гц для ПТ с управляющим p-n переходом (в некомпенсированных модуляторах). Величина помехи зависит от сопротивлений канала открытого и закрытого транзистора, от значения и формы управляющего напряжения и, как уже говорилось выше, от ёмкости затвора.
Заметим, что на дрейф нулевого уровня оказывают влияние также паразитные термо-э.д.с, возникающие в местах соединений разнородных металлов. Для их уменьшения следует внимательно относиться к выбору металлов соединительных проводников, обеспечивающих минимальную термо-э.д.с, тщательно термоизолировать входные цепи, выравнивать температуры в местах соединений, использовать при пайке специальные припои и т. д. Проведение указанных мероприятий позволяет снизить термо-э.д.с. приблизительно до 1 мкВ/°С [8].
В модуляторах, выполненных на полевых транзисторах, используются управляющие напряжения различной формы: синусоидальные, трапециевидные и прямоугольные. Напряжение прямоугольной формы предпочтительно, так как оно может быть меньше, чем напряжение других форм. При использовании полевых транзисторов с управляющим p-n переходом прямоугольные импульсы управляющего напряжения должны быть однополярными.
СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ
В зависимости от схемы включения транзисторных ключей модуляторы делятся на параллельные, последовательные и последовательно-параллельные; по цикличности работы — однотактные и двухтактные; в зависимости от типа нагрузки — резистивные, индуктивные и трансформаторные.
Параллельный модулятор предназначен для работы с высокоомным источником напряжения. Его принципиальная и эквивалентная схемы приведены на рис. 36, а.
Чувствительность преобразователя к входному сигналу Sc определяется как отношение эффективного значения первой гармоники выходного напряжения к постоянному напряжению на входе [8]. Для сравнительно низких частот преобразования f>rк можно считать
Sc макс ≈ 1,41/π = 0,45 (6)
Для низких частот управляющего напряжения Uупр амплитуда помехи на выходе модулятора вычисляется по формуле
где U1 — напряжение на емкости Сз.с в момент запирания транзистора.
Максимальная рабочая частота управляющего напряжения выбирается по условию [8]
где Uc — напряжение входного сигнала.
Из условия (8) видно, что для повышения максимальной частоты управляющего напряжения необходимо выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и малой проходной емкостью.
Принципиальная и эквивалентная схемы последовательного модулятора приведены на рис. 36, б. При постоянной времени цепи нагрузки τн=Rн(Cн+Сз.с) и сравнительно низкой частоте преобразования f
Для повышения чувствительности целесообразно увеличивать входное сопротивление усилителя переменного тока, а для снижения помехи на выходе модулятора следует выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и по возможности минимальное значение управляющего напряжения.
Наиболее широкое распространение получил последовательно-параллельный модулятор, обладающий лучшими характеристиками по сравнению с параллельным и последовательным преобразователями. В таком модуляторе изменение внутреннего сопротивления источника сигнала относительно слабо влияет на основные характеристики модулятора, а благодаря разнополярному управлению ключами происходит частичная компенсация помехи в нагрузке.
Принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора приведена на рис. 36, в.
Чувствительность последовательно-параллельного модулятора к полезному сигналу
Амплитуда напряжения помехи на выходе модулятора
где индексы «1» и «2» означают, что соответствующие обозначения относятся к транзисторам Т1 или Т2.
Преобразователи малых напряжений постоянного тока с ПТ могут выполняться по трансформаторной схеме. Такие схемы обеспечивают наиболее высокую чувствительность и хорошее согласование с источником сигнала при условии выполнения трансформатора с требуемой степенью симметрии. На рис. 37, а представлена одноактная последовательная схема преобразователя с входным трансформатором. Выходной сигнал появляется при замкнутом ключе [1].
Рис. 6. Трансформаторные модуляторы на ПТ. а — однотактный последовательный модулятор; б — двухтактный балансный модулятор.
Двухтактная балансная схема с входным трансформатором (рис. 6, б) состоит из двух однотактных, управляемых противофазными сигналами. При точной балансировке с помощью подстроенных конденсаторов С1 и С2 двухтактная схема позволяет существенно снизить остаточную помеху.
Однотактная балансная схема используется для измерения напряжения до 0,2 мкВ при сопротивлении источника сигнала менее 40 кОм. Дрейф нулевого уровня схемы (в течение нескольких дней) не превышает 0,3 мкВ при частоте преобразования 250 Гц. Двухтактная схема с входным трансформатором, работающая на частоте 250 Гц, позволяет получить полную нестабильность нулевого уровня (в течение трех недель) менее 0,05 мкВ [42].
МЕТОДЫ КОМПЕНСАЦИИ ОСТАТОЧНЫХ ПАРАМЕТРОВ
Существует достаточно много методов и схемных решений, позволяющих уменьшить дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи. В этом параграфе рассмотрены лишь некоторые методы устранения остаточных параметров
Компенсацию остаточного тока можно произвести включением плоскостного диода с характеристикой обратного тока, близкой к характеристике остаточного тока ПТ по схеме рис. 38, а. Поскольку остаточный ток ПТ зависит от управляющего напряжения, то компенсирующий диод также подключается к этому источнику. Полную компенсацию в такой схеме осуществить невозможно, поскольку необходимо осуществлять подбор компенсирующего диода и точную установку напряжения на нем. Практически такая схема обеспечивает снижение дрейфа нулевого уровня по току до 5*10-10 А и по напряжению до 0,5 мкВ в диапазоне температур 20-70° С [6].
Требуемое значение компенсирующего тока без подбора диода Дк может быть получено при помощи делителя R1 и R2 (рис. 7, б). В этой схеме обратный ток диода должен превышать ток утечки затвора ПТ. Недостатком является шунтирование делителя канала полевого транзистора.
При подключении компенсирующего диода к источнику постоянного напряжения дрейф нулевого уровня составляет 5-15 мкВ в диапазоне температур 20-60° С. Необходимого значения компенсирующего тока диода можно достигнуть, используя дополнительные приемы: подбор диода, изменение амплитуды напряжения, подаваемого на диод, включение делителя тока, как показано на рис. 7, б [10].
Рис. 7. Схемы компенсационных модуляторов. а, б, в — модуляторы с компенсацией остаточного тока; г, д -модуляторы с компенсацией коммутационной помехи.
Существенное влияние на работу модулятора оказывает помеха, проходящая в цепи управления через емкость затвор — канал. Эквивалентное напряжение помехи, обусловленное указанной емкостью, пропорционально напряжению управления, сопротивлению источника сигнала, частоте преобразования и значению емкости. Компенсацию тока помехи Iп можно осуществить включением дополнительного конденсатора Ск в схеме на рис. 7, г. Здесь удается скомпенсировать только помеху основной частоты, однако существенное влияние на работу модулятора оказывают также помехи высших гармоник.
Практически такая схема компенсации снижает напряжение помехи до 1-2 мВ [1].
Если модулятор управляется напряжением прямоугольной формы, то сигнал помехи имеет вид коротких, но больших по амплитуде (до 150-200 мВ) импульсов, которые могут вызвать насыщение усилителя, включённого на выходе модулятора, и смещение нулевого уровня.
На рис. 7, д представлена однотактная параллельная схема, в которой выход модулятора подключается к дифференциальному входу операционного усилителя. В этой схеме исток ПТ подключается к общей точке через балансирующее сопротивление R2. Для окончательной регулировки вводится подстроечный конденсатор Сп. Введение внешнего подстроечного конденсатора не ухудшает температурной стабильности схемы, так как ёмкости
ПТ имеют низкий температурный коэффициент (0,02%/°С) [1]. В сбалансированной схеме, т. е. при R1=R2 и Cз.и=Сз.с, остаточное напряжение помехи практически отсутствует.
Некоторое снижение помех достигается применением модулятора с последовательно-параллельным включением ПТ (рис. 5, в). Основные характеристики этой схемы были приведены ранее. Использование в последовательно-параллельном модуляторе управляющих напряжений противоположной полярности приводит к некоторой компенсации остаточного напряжения помехи. Полной компенсации получить нельзя из-за неидентичности ПТ, работающих в паре, и зависимости ёмкостей затвор — канал от величины управляющего напряжения.
На рис. 8 изображена принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора [11] с компенсацией импульсной помехи, для чего между коммутирующей цепью и сигнальной включена цепь компенсации, состоящая из резисторов R1-R4 конденсатора С2 и диода Д1 Модулятор коммутируется напряжением прямоугольной формы с частотой 1 кГц. По данным [1] модулятор обладает следующими параметрами: порог чувствительности около 5 мкВ, температурный дрейф в диапазоне температур -5..60°С не более 0,1 мкВ/°С, временной дрейф ±2 мкВ за 8 ч непрерывной работы.
Рис. 8. Практическая схема модулятора на полевых транзисторах с компенсацией импульсной помехи.
УСИЛИТЕЛЬ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА КАНАЛА М-ДМ
Усилитель переменного тока канала М-ДМ должен иметь:
необходимый коэффициент усиления с требуемой стабильностью; полосу пропускания, верхняя и нижняя границы которой отличаются от несущей частоты не менее чем в 5 раз; большое входное сопротивление; малый уровень низкочастотных шумов; быстрое затухание переходного процесса после перегрузок.
Рис. 9. Схема усилителя несущей с разделенной нагрузкой.
Перечисленные требования сравнительно легко выполнить. Так как частота коммутации (модуляции) редко превышает 10-20 кГц, то в качестве усилителей переменного тока канала М-ДМ могут быть использованы почти все схемы УНЧ.
Применение полевые транзисторов во входных каскадах усилителей переменного тока позволяет получать входные сопротивления до десятков мегаом (в зависимости от частоты модуляции), что обеспечивает коэффициент преобразования М-ДМ систем, близкий к коэффициенту преобразования собственно модуляторов. Использование микросхем типа К2УС261-К2УС264 в качестве усилителей переменного тока позволяет сократить габариты и повысить надежность УПТ М-ДМ в целом.
В случае использования двухтактных модулятора и демодулятора целесообразно во входном каскаде усилителя несущей применять дифференциальную схему, а на выходе — каскад с разделенной нагрузкой. Принципиальная схема такого усилителя переменного тока изображена на рис. 9 [13]. Связь между каскадами непосредственная.
Термостабилизация достигается введением местных обратных связей и использованием дифференциальных усилителей. Для получения одинаковых выходных сопротивлений усилителя последовательно с выходом 1 установлен резистор R17.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ
На рис. 10 приведена схема УПТ М-ДМ с использованием микросхем [12]. Особенность схемного решения этого усилителя состоит в том, что компенсация переходных процессов от перезаряда входных емкостей усилителя осуществляется не в модуляторе, а в первом каскаде усилителя несущей частоты.
Компенсация достигается за счет того, что часть входного сигнала подается через переменный резистор R3 и конденсатор С1, минуя модулятор, на второй вход дифференциального усилителя К1УТ221А. При равенстве огибающей переходного процесса на одном входе дифференциального усилителя экспоненциальному напряжению на другом его входе в выходном напряжении будут полностью скомпенсированы переходные процессы. Равенство указанных напряжений достигается регулировкой R3. Переходные процессы будут скомпенсированы при выполнении двух условий: равенстве постоянных напряжений на конденсаторах С1 и С2 в начальный момент времени при любых изменениях Uвх и равенстве постоянных времени входных цепей дифференциального усилителя.
Рис. 10. Схема УПТ с преобразованием на ПТ и микросхемах.
Модулятор усилителя собран по последовательно-параллельной схеме на полевых транзисторах типа КП103. Делитель, изменяющий масштаб входного напряжения Uвх, состоит из потенциометра R3 и составного эмиттерного повторителя, служащего для развязки низкоомного потенциометра от источника входного сигнала. Трёхкаскадный усилитель несущей частоты (40 кГц) собран на трёх микросхемах типа К1УТ221А, коэффициент усиления каждого каскада регулируется резисторами обратной связи, помеченными на принципиальной схеме звездочками (R4, R6, R8, R10, R12, R14).
Упрощенная схема УПТ М-ДМ с модулятором и демодулятором на полевых транзисторах приведена на рис. 11 [14].
Рис. 11. Упрощенная схема УПТ М-ДМ.
Последовательно-параллельный модулятор на транзисторах Т1 и Т2 позволяет несколько понизить напряжение помех, возникающих при переключении ПТ. В качестве усилителя несущей частоты используется микросхема К2УС261, входной каскад которой выполнен на полевом транзисторе; это обеспечивает хорошее согласование между модулятором и усилителем несущей. Демодулятор УПТ выполнен также на полевых транзисторах, что позволило обойтись без фазирующего трансформатора в цепи управления.
Вместо обычного RC-фильтра нижних частот в УПТ используется активный фильтр-интегратор. В этом случае коэффициент усиления несущей частоты может быть снижен в Ки раз (Ки — коэффициент передачи активного фильтра-интегратора) и соответственно увеличена устойчивость всего УПТ [14].
Усилитель охвачен отрицательной обратной связью, которая с выхода активного фильтра вводится в цепь истока полевого транзистора Т2, причём коэффициент усиления УПТ определяется глубиной ООС и может регулироваться с помощью потенциометра R10.
Баланс нуля УПТ и регулирование уровня выходного сигнала осуществляется потенциометром R5 на входе активного фильтра-интегратора.
По данным [14] УПТ имеет следующие параметры: коэффициент усиления с разомкнутой обратной связью около 106; дрейф нуля, приведенный ко входу за 7 ч. 2,0 мкВ, порог чувствительности 0,2 мкВ; температурный дрейф (в диапазоне температур +20…60°С) 0,2мкВ/°С.
В заключение отметим, что использование полевых транзисторов в схемах УПТ с М-ДМ позволяет улучшить метрологические характеристики, уменьшить габариты и массу, повысить надежность, а применение комплементарных схем с ПТ позволит в дальнейшем создавать схемы УПТ с преобразованием полностью в интегральном исполнении.
Источник: el-come.ru